这算是我独创的一个新算法，虽然仍有局限但是参考性强，不需要估算假设间接量。

我们首先假定一个情况，就是电路刚好工作在临界CCM状态，此时Ton+Toff=1/f。输入电压提高，开周期储能时间减少，在Vo一定的情况下Vor一定Toff一定，则Ton+Toff＜1/f，系统进入DCM。所以我们假定在某输入电压下电感导通周期两端最小周期为一定值的时候，可通过此式推断理想电感值。
省略一百字...
先说结论，此式适合单电压输入设计，当要求宽压设计的时候这个公式的局限性就显现出来了，因为此时Kp必须被权衡。
根据实际情况，我们假定两个case；
case1，要求DCM，则V=Vmin，设为240V。Ipk=Ipk（手册最大值）
case2，最大化效率可以接受临界或浅CCM，设V=Vcom=270V，Ipk=Ipk（手册最小值）
case1下V为最小值，case2下V是平均值，至于为什么，整流后电压减掉导通压降和Uesr，Urpri得到，很容易理解所以记住这两个数就可以。
待研究的一个问题：已知Kp接近1时没有产生关周期振荡的条件，但是Kp略小于1，=1，略大于1时哪种情况下EMI性能更好一些尚待研究。
Lp=（V/Ipk）·（10^6x 1/f x 1/（1+ V/Vor） ）=（V/Ipk）·Ton，Ton=T x （1+V/Vor）
上式来源于L=（V/Ipk）·Ton

那么实际计算一个，DK124，要求尽可能DCM.
相对来讲在了解电源设计需求的时候心理就应该知道要采用多少Vor了，此式Vor=120
Lp=240/1.3 x(15x1/(1+240/120))=923uH。根据磁芯质量或者磁芯手册温度曲线估算电感量增大比例，一般来说打九折摸零头，800uH。此时在输入整流后谷值电压为240时，差一点点进入CCM。
验算输出功率：
1/2I^2LFη=0.5x1.21x66000x0.9=31W
因为等效电压已经包含了绝大多数损耗项，所以只要包含一个变压器效率就行，折掉漏感和涡流损耗即可。

等我有时间把整个推导过程发一下...